Выходной каскад на транзисторах. Схемотехника выходных каскадов усилителей мощности. Схемы выходных каскадов. Выходные каскады могут быть

В многокаскадных усилителях последний (выходной или оконечный) каскад является каскадом усиления мощности, выделяемой в полезной нагрузке. При этом выходная мощность каскада УМ должна быть достаточной для приведения в действие нагрузки, подключенной всего выходную цепь. Выходной каскад УМ должен максимально усиливать мощность усиливаемого сигнала при допустимом коэффициенте нелинейных искажений и более высоком КПД.

Различают однотактные или двухтактные выходные каскады УМ, которые могут собираться на мощных усилительных лампах, или на транзисторах, или на газоразрядных тиратронах.

Однотактные каскады усиления мощности. Такие УМ, работающие в режиме класса А, дают возможность отбирать в нагрузку выходную мощность полезного сигнала от долей ватта до 3 ÷ 5 Вт при электрическом КПД до 10 ÷ 30% и минимально допустимых уровнях нелинейных искажений в заданной полосе частот.

При этом оптимальная величина сопротивления нагрузки, включенной непосредственно в выходную цепь мощного каскада, выбирается, исходя из соотношений Rа = Rн = (2÷ 4) * Ri - для триодных схем и Rн = Rа ≈ (0,1 ÷ 0,5) * Ri - для каскадов УМ на. мощном пентоде или лучевом тетроде. При этом схемы таких каскадов УМ и методы их графоаналитического расчета.подобны ранее приведенным схемам усилительных каскадов напряжения (см. рис. 5, 7 и 8). Такие простейшие каскады УМ дают возможность усилить сигнал по мощности с минимальными нелинейными искажениями в широком диапазоне частот.

Существенным недостатком таких бестрансформаторных схем УМ является прохождение через нагрузку не только полезной переменной составляющей анодного тока, но и его постоянной составляющей, значительно уменьшая КПД каскада и требуя более высокого напряжения источника питания Eа . Кроме того, для максимального использования полезной выходной мощности, которую может передать бестрансформаторный оконечный каскад во внешнюю нагрузку, необходимо соблюдать равенство оптимальной величины выходного сопротивления выходной цепи каскада УМ с величиной сопротивления внешней нагрузки Rн , включенной непосредственно в эту цепь, то есть Rвых = Rн .

Однако на практике в большинстве случаев сопротивление нагрузки Rн бывает меньше указанной выше оптимальной величины анодного сопротивления R а . Это объясняется тем, что в качестве внешней нагрузки в выходную цепь каскада УМ зачастую включается обмотка электродинамического громкоговорителя, электромагнитного реле, электродвигателя, электроконтактора, шагового искателя, самописца, звукозаписывающей и звуковоспроизводящей головки, двухпроводная абонентская или фидерная линия и т. п., которые обладают небольшим сопротивлением (единицы, десятки, сотни Ом, единицы кОм).

Поэтому если R н < R вых к-да , то внешняя нагрузка включается в выходную цепь каскада УМ при помощи выходного трансформатора, согласующего величину Rн с оптимальной величиной выходного сопротивления каскада R вых к-да . При этом сопротивление внешней нагрузки, включенной во вторичную обмотку трансформатора, перерсчитывается в приведенное сопротивление его первичной обмотки, включенной в выходную цепь каскада, по следующей формуле:

где коэффициент трансформации

Более точно величину оптимального значения эквивалентного сопротивления каскада УМ можно определить графическим методом, пользуясь наиболее приемлемой нагрузочной линией на семействе анодных характеристик (рис. 14) выбранной мощной усилительной лампы, то есть отрезками об и оа в сбответствующих единицах измерения:

Таким образом, по переменной составляющей анодного тока оптимальная величина приведенного сопротивления анодной нагрузки Rвых к-да может достигать от единиц до десятков и сотен килоом.

Пользуясь этим же графиком, по треугольнику авс можно определить полезную мощность в нагрузке

Коэффициент полезного действия у мощных трансформаторных каскадов УМ выше, чем у бестрансформаторных, так как ток покоя I а0 течет только через малое активное сопротивление первичной обмотки, минуя Rн . При этом

где Ро = I а0 * E а - полная мощность в режиме класса А, расходуемая от источника питания.

Следует иметь в виду, что у однотактных трансформаторных каскадов УМ более узкая полоса частот, больше габариты, масса, выше стоимость, что отражает их недостатки.

На рис. 15 приведены типовые схемы однотактных трансформаторных каскадов УМ на мощном триоде (а) и лучевом тетроде (б), работающие в режиме класса А с автоматическим смещением рабочей точки.

В этих схемах назначение каждого элемента каскада УМ аналогично рассмотренным ранее схемам усилительных каскадов напряжения с анодной нагрузкой (рис. 6 и 8).

Как видно из графиков на рис. 16, для получения оптимальной величины полезной выходной мощности

необходимо на вход каскада УМ подавать входное напряжение с амплитудой |±Umax | ≈ |-Uc 0 |, снимаемое с предварительного усилительного каскада или с датчика входного сигнала. При этом нагрузочная линия должна проходить почти касательно к кривой допустимой мощности P а доп , не пересекая ее.

Поскольку в режиме класса А рабочая точка находится на середине прямолинейного участка входной динамической характеристики каскада, то этим обеспечивается условие работы с минимальными нелинейными искажениями сигнала.

У триодных каскадов УМ нелинейные искажения меньше, чем у каскадов УМ на пентодах или лучевых тетродах.

Однако в большинстве случаев электрический КПД каскада УМ в режиме класса А практические превышает 10 ÷ 15% для триодных схем и 15 ÷ 30% для мощных пентодных и лучевых тетродных схем.

Нужно иметь в виду, что в каскадах УМ с трансформаторным выходом при малой величине активного сопротивления его первичной обмотки (r 1тр = десятки ÷ сотни Ом) анодное напряжение в режиме покоя лишь немного меньше напряжения источника питания E а , то есть

Для триодных схем,

Для схем на пентодах или лучевых тетродах, имеющих дополнительную цепь экранной сетки.

Поэтому линия нагрузки по постоянному току на семействе статических анодных характеристик (рис. 16) идет очень круто, под большим углом

В динамическом же режиме работы при подаче на вход трансформаторного каскада УМ синусоидального (гармонического) входного сигнала при оптимальном значении приведенной нагрузки R экв наибольшее напряжение Ea макс между выходными электродами увеличивается почти в два раза (а иногда и более) по сравнению с U a0 . Это явление объясняется тем, что при убывании выходного тока к величине E а добавляется противоЭДС индуктивности первичной обмотки трансформатора, задерживающей процесс убывания анодного тока. Поэтому в динамическом режиме работы такого каскада УМ нагрузочная линия по переменной составляющей анодного тока определяется величиной R экв и E а макс > Еа и, проходя через ту нерабочую точку, через которую проходит линия нагрузки по постоянному току, имеет значительно меньший угол наклона (рис. 16)

При расчете максимальной выходной мощности трансформаторного каскада УМ, учитывая КПД трансформатора, определяют по заданной величине необходимой полезной мощности в нагрузке Pполезн необходимую величину выходной мощности каскада, а именно:

Затем выбирают усилительную лампу, у которой допустимая мощность, рассеиваемая анодом, Pа доп ≥ 6Pвых к-да для триода и а Pа доп ≥ 4 Pвых к -да для.пентода или лучевого тетрода. При этом напряжение на аноде в режиме покоя принимают равным Uа0 = (0,7 ÷ 0,8) * Ua доп , а величину тока покоя берут равным

Полезная мощность, выделяемая в нагрузке, будет равна P полезн = η тр * P вых к-да = 0 ,5 η тр * Ima * Uma =0,5 η тр * I 2 ma Rэкв .

Отсюда можно определить коэффициент трансформации

Коэффициент усиления каскада УМ по напряжению

Для учета потерь полезной мощности в выходном трансформаторе принимают величину его КПД в пределах, указанных в табл. 1.

В.Майоров, С.Майоров - Усилительные устройства на лампах, транзисторах и микросхемах

Искажения выходного каскада усилителя (а именно здесь они весьма существенны, по сравнению с искажениями предварительных каскадов) зависят от оптимального выбора тока покоя (рабочей точки) транзисторов. При уходе от оптимального значения рабочей точки выходной каскад начинает генерировать искажения высоких порядков , которые весьма негативно воспринимаются человеческим слухом и являются одной из причин «транзисторного звучания» усилителя.

Обычно для организации смещения выходного каскада используется генератор напряжения . При относительной простоте схемы он обеспечивает простую настройку рабочей точки выходного каскада. И как-то уж так повелось, что этому узлу большого значения не придают.
Однако...

Однако, для качественного усиления звука второстепенных вещей, увы, нет.

Схема формирования смещения выходного каскада выполняет две функции:

1. обеспечивает задание оптимального тока покоя выходного каскада усилителя (режим АВ). Обычно, чтобы снизить искажения типа «ступенька» выходной каскад переводят в режим «АВ», несмотря на некоторую потерю КПД усилителя. В этом случае схема смещения задает ток покоя выходных транзисторов порядка 70-100мА.

2. обеспечивает термокомпенсацию тока покоя при изменении температуры выходных транзисторов. В режиме «молчания» ток через транзисторы выходного каскада невелик — соответствует току покоя, и нагрев транзисторов несильный. При большой выходной мощности ток через транзисторы возрастает, и температура их значительно увеличивается.

При этом для большинства транзисторов характерен положительный тепловой коэффициент , т.е. при нагревании транзистора ток через него возрастает. В результате возможен лавинный саморазогрев транзистора: растёт ток — растёт температура, а если растёт температура, то растёт и ток.

Схема задания смещения должна снизить ток выходных транзисторов при их нагревании.

Рассмотрим какими свойствами должна обладать схема смещения выходного каскада.

1. Обеспечивать стабильность рабочей точки при внешних возмущениях: нестабильность напряжения питания, изменения температуры окружающей среды и т.п.

2. Обеспечивать необходимую точность термокомпенсации . Для разных каскадов: эмиттерные повторители, каскады Шеклаи и т.д. требования к точности поддержания напряжения смещения разные.

3. Обеспечивать высокую скорость термокомпенсации . При нагревании транзисторов схема должна быстро снизить ток через них, а при остывании также оперативно вернуть его к прежнему значению.

Уже более 30 лет в качестве элемента термокомпенсации применяют генератор напряжения с тепловой обратной связью. Схема его достаточно проста:

Для обеспечения тепловой обратной связи сам транзистор Т1 крепят обычно на радиаторе выходных транзисторов.

Замечу, что иногда встречаются схемы, где регулировка напряжения смещения осуществляется резистором R1 (именно его предлагают сделать подстроечным). Такой вариант не то чтобы неправильный, но довольно опасный . Механический контакт подстроечного резистора весьма ненадёжен. Он может нарушиться и из-за механических причин или из-за окисления.

В случае обрыва цепи движка подстроечного резистора в представленном варианте выходные транзисторы усилителя просто закроются, усилитель перейдёт в режим «В» и катастрофических последствий (кроме роста искажений) это не принесет.

Если подстроечным сделать резистор R1, то в случае обрыва его движка, ток выходных транзисторов возрастёт настолько, насколько сможет. Хорошо, если схема защиты (если в вашем усилителе такая имеется) сможет вовремя ограничить этот ток. Иначе придется менять выходные транзисторы и всё, что успеет сгореть за одно с ними.

Для обеспечения стабильности рабочей точки при различных внешних возмущениях схему смещения запитывают от генератора тока:

Здесь транзистор Т6 — это усилитель напряжения (предвыходной каскад), а на транзисторе Т7 собран источник стабильного тока.

Схема достаточно проста, но она не учитывает «медленные» возмущения из-за изменения температуры: в помещении (летом и зимой температура может существенно отличаться), внутри корпуса усилителя. После длительной работы из-за нагрева выходных транзисторов внутри аппарата температура существенно возрастает, а это приводит к изменению тока не только выходных транзисторов но и первых каскадов выходной двойки/тройки.

Компенсировать такой температурный дрейф можно следующими способами:

1. метод Дугласа Селфа с помощью диода:

2. Метод И. Пугачева. В усилителях относительно большой мощности на выходе применяют каскады-тройки. При этом часто выходные транзисторы устанавливают на радиаторы, предвыходные — с небольшими теплоотводами на печатной плате, первые транзисторы тройки обычно ставят просто на печатной плате без теплоотвода. Рассеиваемая мощность первых транзисторов обычно невелика и здесь требуется скомпенсировать только изменение напряжения Uбэ при изменениях окружающей температуры.

Для этого можно использовать база-эмиттерные переходы аналогичных транзисторов:

Для температурной компенсации транзисторы объединяются попарно (можно склеить задними стенками) Т1 с Т4 и Т3 с Т5. Транзистор Т2 крепится к выходным транзисторам (об этом ниже).

Проблемы точности поддержания рабочей точки и скорости реагирования лучше решать вкупе.

Идеальным вариантом были бы датчики, расположенные непосредственно на кристаллах выходных транзисторов. Тогда и точность измерения температуры, и скорость реагирования (отсутствуют тепловые сопротивления радиаторов и т.п.) были бы предельно возможными.

И на сегодняшний день такое решение есть. Это транзисторно-диодные сборки от компании ThermalTrak:

Здесь в одном корпусе размещены мощный транзистор и диод, который используется как датчик температуры в схеме задания смещения выходного каскада.

Пример схемы усилителя мощности, где использованы такие сборки:

Увеличение по клику.

Сожалению, на просторах «великой Державы» эти сборки найти довольно проблематично, да и по цене они немного «кусаются». Поэтому простому радиолюбителю приходится применять в своих усилителях дедовские методы — использовать в качестве датчика температуры дискретный транзистор. Но и тут нужно подходить с умом!

Почему-то исторически сложилось, что датчик температуры чаще всего крепят на радиаторе между выходными транзисторами:

При этом помимо тепловых сопротивлений «транзистор-радиатор» добавляется весьма приличное тепловое сопротивление участка радиатора между транзистором и термодатчиком. Говорить в этом случае о точности и высокой скорости термокомпенсации как-то не логично.

Как показывает практика и опыты Дугласа Селфа, сильнее всего нагревается и быстрее остывает верхняя поверхность транзисторов (сторона, на которой обычно нанесена маркировка). Поэтому крепить датчик будет логично непосредственно на один из выходных транзисторов:

Если транзисторы имеют изолированные корпуса, то шайба между ними необязательна.

У многих наверняка возник вопрос: к транзистору какого плеча лучше крепить датчик? Однозначно ответить на этот вопрос сложно. Всё зависит от того инвертирующий у вас усилитель или неинвертирующий.

Лучше всего оптимальное крепление датчика определить экспериментальным путём:

1. крепим датчик по «типовому» между транзисторами.

2. включаем какую-нибудь запись хора (хор Турецкого в данном случае не рулит)

3. при воспроизведении хоровых записей транзисторы одного из плеч однозначно нагреются гораздо сильнее транзисторов другого плеча. Если пальцы жечь жалко, то в комплекте даже у самого дешёвого китайского мультиметра есть датчик температуры. Можно воспользоваться им.

4. закрепляем транзистор-термодатчик на наиболее нагревшемся транзисторе.

А в Вашем усилителе схема смещения выходных транзисторов сделана правильно???

Выходные каскады на базе " двоек "

В качестве источника сигнала будем использовать генератор переменного тока с перестраиваемым выходным сопротивлением (от 100 Ом до 10,1 кОм) с шагом 2 кОм (рис. 3). Таким образом, при испытаниях ВК при максимальном выходном сопротивлении генератора (10,1 кОм) мы в какой - то степени приблизим режим работы испытуемых ВК к схеме с разомкнутой ООС, а в другом (100 Ом) - к схеме с замкнутой ООС.

Основные типы составных биполярных транзисторов (БТ) показаны на рис. 4. Наиболее часто в ВК используется со ставной транзистор Дарлингтона (рис. 4 а) на базе двух транзисторов одной проводимости (" двойка " Дарлингтона), реже - составной транзистор Шиклаи (рис. 4б) из двух транзисторов разной проводимости с токовой отрицательной ОС, и еще реже - составной транзистор Брайстона (Bryston , рис. 4 в).
" Алмазный " транзистор - разновидность составного транзистора Шиклаи - показан на рис. 4 г. В отличие от транзистора Шиклаи, в этом транзисторе благодаря " токовому зеркалу " ток коллекторов обоих транзисторов VT 2 и VT 3 практически одинаков. Иногда транзистор Шиклаи используют с коэффициентом передачи больше 1 (рис. 4 д). В этом случае K П =1+ R 2/ R 1. Аналогичные схемы можно получить и на полевых транзисторах (ПТ).

1.1. Выходные каскады на базе " двоек ". " Двойка " - это двухтактный выходной каскад с транзисторами, включенными по схеме Дарлингтона, Шиклаи или их комбинации (квазикомлементарный каскад, Bryston и др.). Типовой двухтактный выходной каскад на " двойке " Дарлингтона показан на рис. 5. Если эмиттерные резисторы R3, R4 (рис. 10) входных транзисторов VT 1, VT 2 подключить к противоположным шинам питания, то эти транзисторы будут работать без отсечки тока, т. е. в режиме класса А.

Посмотрим, что даст спаривание выходных транзисторов для двойки " Дарлингт она (рис. 13).

На рис. 15 приведена схема ВК, использованная в одном из професс и ональных усилителей.

Менее популярна в ВК схема Шиклаи (рис. 18) . На первых порах развития схемотехники транзисторных УМЗЧ были популярны квазикомплементарные выходные каскады, когда верхнее плечо выполнялось по схеме Дарлингтона, а нижнее - по схеме Шиклаи. Однако в первоначальной версии входное сопротивление плеч ВК несимметрично, что приводит к дополнительным искажениям. Модифицированный вариант такого ВК с диодом Баксандалла, в качестве которого использован базо - эмиттерный переход транзистора VT 3, показан на рис. 20.

Кроме рассмотренных " двоек ", есть модификация ВК Bryston , в которой входные транзисторы эмиттерным током управляют транзисторами одной проводимости, а коллекторным током - транзисторами другой проводимости (рис. 22). Аналогичный каскад может быть реализован и на полевых транзисторах, например, Lateral MOSFET (рис. 24) .

Гибридный выходной каскад по схеме Шиклаи с полевыми транзисторами в качестве выходных показан на рис. 28 . Рассмотрим схему параллельного усилителя на полевых транзисторах (рис. 30).

В качестве эффективного способа повышения и стабилизации входного сопротивления " двойки " предлагается использовать на ее входе буфер, например, эмиттерный повторитель с генератором тока в цепи эмиттера (рис. 32).

Из рассмотренных " двоек " наихудшим по девиации фазы и полосе пропускания оказался ВК Шиклаи. Посмотрим, что может дать для такого каскада применение буфера. Если вместо одного буфера использовать два на транзисторах разной проводимости, включенных параллельно (рис. 35) , то можно ожидать дальнейшего улучшения пара метров и повышения входного сопротивления. Из всех рассмотренных двухкаскадных схем наилучшим образом по нелинейным искажениям показала себя схема Шиклаи с полевыми транзисторами. Посмотрим, что даст установка параллельного буфера на ее входе (рис. 37).

Параметры исследованных вы ходных каскадов сведены в табл. 1 .

Анализ таблицы позволяет сделать следующие выводы:
- любой ВК из " двоек " на БТ как нагрузка УН плохо подходит для работы в УМЗЧ высокой верности;
- характеристики ВК с ПТ на вы ходе мало зависят от сопротивления источника сигнала;
- буферный каскад на входе любой из " двоек " на БТ повышает входное сопротивление, снижает индуктивную составляющую выхода, расширяет полосу пропускания и делает параметры независимыми от выходного сопротивления источника сигнала;
- ВК Шиклаи с ПТ на выходе и параллельным буфером на входе (рис. 37) имеет самые высокие характеристики (минимальные искажения, максимальную полосу пропускания, нулевую девиацию фазы в звуковом диапазоне).

Выходные каскады на базе " троек "

В высококачественных УМЗЧ чаще используются трехкаскадные структуры: " тройки " Дарлингтона, Шиклаи с выходными транзисторами Дарлинг тона, Шиклаи с выходными транзис торами Bryston и другие комбинации. Одним из самых популярных вы ходных каскадов в настоящее вре мя является ВК на базе составно го транзис тора Дарлингтона из трех транзисторов (рис. 39). На рис. 41 показан ВК с разветвлением каскадов: входные повторители одновременно работают на два каскада, которые, в свою очередь, также работают на два каскада каждый, а третья ступень включена на общий выход. В результате, на выходе такого ВК работают счетверенные транзисторы.

Схема ВК, в которой в качестве выходных транзисторов использованы составные транзисторы Дарлингтона, изображена на рис. 43. Параметры ВК на рис.43 можно существенно улучшить, если включить на его входе хорошо зарекомендовавший себя с " двойками " параллельный буферный каскад (рис. 44).

Вариант ВК Шиклаи по схеме на рис. 4 г с применением составных транзисторов Bryston показан на рис. 46 . На рис. 48 показан вариан т ВК на транзисторах Шиклаи (рис.4 д) с коэффициентом передачи около 5, в котором входные транзисторы работают в классе А (цепи термоста билизации не показаны).

На рис. 51 показан ВК по структуре предыдущей схемы только с единичным коэффициентом передачи. Обзор будет неполным, если не остановиться на схеме выходного каскада с коррекцией нелинейности Хауксфорда (Hawksford), приведенной на рис. 53 . Транзисторы VT 5 и VT 6 - составные транзисторы Дарлингтона.

Заменим выходные транзисторы на полевые транзисторы типа Lateral (рис. 57

По вышению надежности усилите лей за счет исключения сквозных то ков, которые особенно опасны при кли пировании высокочастотных сиг налов, способствуют схемы антинасыщения выходных транзисторов. Варианты таких решений показаны на рис. 58. Через верхние диоды происходит сброс лишнего тока базы в коллектор транзистора при прибли жении к напряжению насы щен ия. На пряжение насыщения мощных транзисторов обычно находится в пределах 0,5...1,5 В, что примерно совпадает с падением напряжения на базо-эмиттерном переходе. В первом варианте (рис. 58 а) за счет дополнительного диода в цепи базы напряжение эмитте р - коллектор не доходит до напряжения насыщения пример но на 0,6 В (падение напряжения на диоде). Вторая схема (рис. 58б) требует подбора резисторов R 1 и R 2. Нижние диоды в схемах предназначены для быстрого выключения транзисторов при импульсных сигналах. Аналогичные решения применяются и в силовых ключах.

Часто для повышения качества в УМЗЧ делают раздельное питание, повышенное, на 10...15 В для входного каскада и усилителя на пряжения и пониженное для вы ходного каскада. В этом случае во избежание выхода из строя выходных транзисторов и снижения перегрузки предвыходных необходимо использовать защитные диоды. Рассмотрим этот вариант на примере модификации схемы на рис. 39. В случае повышения входного напряжения выше на пряжения питания выходных транзисторов открываются дополнительные диоды VD 1, VD 2 (рис. 59), и лишний ток базы транзисторов VT 1, VT 2 сбрасывается на шины питания оконечных транзисторов. При этом не допускается повышения входного на пряжения выше уровней питания для выходной ступени ВК и снижается ток коллектора транзисторов VT 1, VT 2.

Схемы смещения

Ранее, с целью упрощения, вместо схемы смещения в УМЗЧ использовался отдельный источник напряжения. Многие из рассмотренных схем, в частности, выходные каскады с параллельным повторителем на входе, не нуждаются в схемах смещения, что является их дополнительным достоинством. Теперь рассмотрим типовые схе мы смещения, которые представлены на рис. 60 , 61 .

Генераторы стабильного тока. В современных УМЗЧ широко используется ряд типовых схем: диф ференциальный каскад (ДК), отражатель тока (" токовое зеркало "), схема сдвига уровня, каскод (с последова тельным и параллельным питанием, последний также называют " лома ным каскодом "), генератор стабильного тока (ГСТ) и др. Их правильное применение позволяет значительно повысить технические характеристики УМЗЧ. Оценку параметров основных схем ГСТ (рис. 62 - 6 6) сделаем с помощью моделирования. Будем исходить из того, что ГСТ является нагрузкой УН и включенпараллельно ВК. Исследуем его свойства с помощью методики, аналогичной исследованиям ВК.

Отражатели тока

Рассмотренные схемы ГСТ - , это вариант динамической нагрузки для однотактного УН. В УМЗЧ с одним дифференциальным каскадом (ДК) для организации встречной динамической нагрузки в УН используют структуру " токового зеркала " или, как его еще называют, " отражателя тока " (ОТ). Эта структура УМЗЧ была характерна для усилителей Холтона, Хафлера и др. Основные схемы отражателей тока приведены на рис. 67 . Они могут быть как с единичным коэффициентом передачи (точнее, близким к 1), так и с большим или меньшим единицы (масштабные отражатели тока). В усилителе напряжения ток ОТ находится в пределах 3...20 мА: Поэтому испытаем все ОТ при токе, например, около 10 мА по схеме рис. 68.

Результаты испытаний приве дены в табл. 3 .

В качестве примера реального усилителя предлагается схема усилителя мощности S. BOCK , опубликованная в журнале Радиомир, 201 1 , № 1, с. 5 - 7; № 2, с. 5 - 7 Radiotechnika №№ 11, 12/06

Целью автора было построение усилителя мощности, пригодного как для озвучивания " пространства " во время прадничных мероприятий, так и для дискотек. Конечно, хотелось, чтобы он умещался в корпусе сравнительно небольших габаритов и легко транспортировался. Еще одно требование к нему - легкодоступность комплектующих. Стремясь достичь качества Hi - Fi , я выбрал комплементарно - симметричную схему выходного каскада. Максимальная выходная мощность усилителя была задана на уровне 300 Вт (на нагрузке 4 Ом). При таком мощности выходное напряжение составляет примерно 35 В. Следовательно для УМЗЧ необходимо двухполярное питающее напряжение в пределах 2x60 В. Схема усилителя приведена на рис. 1 . УМЗЧ имеет асимметричный вход. Входной каскад образуют два дифференциальных усилителя.

А. ПЕТРОВ, Радиомир, 201 1 , №№ 4 - 12

Большинство современных транзисторных усилителей звуковой частоты построены по традиционной схеме: за входным дифференциальным каскадом следует усилитель напряжения и выходной двухтактный бестрансформаторный каскад с последовательным питанием транзисторов по постоянному току, двуполярным источником питания и непосредственным, без переходного конденсатора, подключением нагрузки (рис. 1).

На первый взгляд, все это традиционно и хорошо известно. Однако каждый усилитель звучит по-своему. В чем же дело? А дело все в схемотехнических решениях отдельных каскадов, качестве применяемой элементарной базы, выборе режимов активных элементов, конструктивных решениях аппаратов. Но все по порядку.

Входной каскад

Хорошо известный дифференциальный каскад на самом деле не так прост, как кажется на первый взгляд. От его качества во многом зависят такие параметры усилителя, как отношение сигнал/шум и скорость нарастания выходного напряжения, а также напряжение смещения “нуля” и температурная стабильность усилителя.

Отсюда первый вывод: переход от неинвертирующего включения к инвертирующему существенно повышает качество звучания усилителя. Осуществить такой переход на практике в готовом устройстве довольно легко. Для этого достаточно подать сигнал с входных разъемов на конденсатор С2, предварительно отсоединив его от шины нулевого потенциала усилителя, и удалить конденсатор С1.

Входное сопротивление инвертирующего усилителя практически равно сопротивлению резистора R2. Это намного меньше, чем входное сопротивление неинвертирующего усилителя, которое определяется резистором R1. Поэтому чтобы сохранить неизменной АЧХ в области низких частот, в ряде случаев требуется увеличить емкость конденсатора С2, которая должна быть во столько раз больше емкости конденсатора С1, во сколько сопротивление резистора R1 больше сопротивления резистора R2. Кроме того, для сохранения неизменным коэффициента усиления всего устройства придется подобрать резистор R3 в цепи ООС, т.к. коэффициент усиления инвертирующего усилителя К = R3/R2, а неинвертирующего К = 1 + R3/R2. При этом для минимизации напряжения смещения нуля на выходе резистор R1 необходимо подобрать с тем же сопротивлением, что у вновь установленного резистора R3.

Если все же необходимо сохранить неинвертирующее включение первого каскада, но при этом устранить влияние синфазных искажений, следует повысить выходное сопротивление источника тока, заменив резистор R7 в эмиттерных цепях дифференциального каскада на транзисторный источник стабильного тока (рис. 4). Если такой источник в усилителе уже имеется, повысить его выходное сопротивление можно, увеличив номинал резистора R14 в эмиттере транзистора VT8. При этом для сохранения неизменной величины тока через этот транзистор следует увеличить опорное напряжение на его базе, например, заменив стабилитрон VD1 на другой, с более высоким напряжением стабилизации.

Весьма эффективным путем снижения искажений усилителя является использование в дифференциальном каскаде однотипных транзисторов, предварительно подобранных по статическому коэффициенту усиления и напряжению база – эмиттер.

Такой способ неприемлем при серийном производстве усилителей, но вполне подходит при модернизации единичных экземпляров готовых устройств. Отличные результаты дает установка в дифференциальном каскаде транзисторной сборки из двух транзисторов, выполненных в едином технологическом процессе на одном кристалле и поэтому имеющих близкие значения вышеуказанных параметров.

Снижению искажений способствует также введение в первый каскад усилителя местной отрицательной обратной связи по току посредством установки в цепях эмиттеров транзисторов VT1, VT2 резисторов с сопротивлением до 100 Ом (R9, R10). При этом может потребоваться некоторая корректировка сопротивления резистора R3 в цепи ООС.

Разумеется, этим не исчерпываются все способы модернизации входного дифференциального каскада. Возможна также установка вместо однотранзисторного двухтранзисторного источника тока с рекордными показателями выходного сопротивления, введение так называемого токового зеркала в усилителях с несимметричным съемом сигнала с первого каскада на каскад усиления напряжения, включение каждого из транзисторов по каскодной схеме и т.д. Однако такие переделки трудоемки и не всегда конструкция усилителя позволяет их выполнить.

Выходной каскад

Выходной каскад является основным источником искажений в любом усилителе мощности. Его задачей является формирование неискаженного сигнала требуемой амплитуды в рабочем диапазоне частот на низкоомной нагрузке.

Рассмотрим традиционный каскад на комплементарных парах биполярных транзисторов, включенных по схеме двухтактного эмиттерного повторителя. У биполярных транзисторов существует емкость p-n-перехода эмиттер– база, которая может достигать величины десятых и сотых долей микрофарады. Величина этой емкости влияет на граничную частоту транзисторов. При подаче на вход каскада положительной полуволны сигнала работает верхнее плечо двухтактного каскада (VT4, VT6). Транзистор VТ4 включен по схеме с общим коллектором и имеет малое выходное сопротивление, поэтому протекающий через него ток быстро заряжает входную емкость транзистора VT6 и открывает его. После изменения полярности входного напряжения включается нижнее плечо выходного каскада, а верхнее выключается. Транзистор VТ6 закрывается. Но чтобы полностью закрыть транзистор, необходимо разрядить его входную емкость. Разряжается она, в основном, через резисторы R5 и R6, причем относительно медленно. К моменту включения нижнего плеча выходного каскада полностью разрядиться эта емкость не успевает, поэтому транзистор VТ6 полностью не закрывается, и через транзистор VТ7, помимо своего, протекает коллекторный ток транзистора VТ6. В результате из-за возникновения сквозного тока на высоких частотах при большой скорости переключения не только повышается рассеиваемая транзисторами мощность и падает КПД, но и растут искажения сигнала. Простейший способ устранения описанного недостатка – уменьшение сопротивления резисторов R5 и R6. Однако при этом возрастает мощность, рассеиваемая на транзисторах VТ4 и VТ5. Более рациональный способ уменьшить искажения – изменить схему выходного каскада усилителя таким образом, чтобы форсировать рассасывание избыточного заряда (рис. 5). Этого можно добиться с помощью подключения резистора R5 к эмиттеру транзистора VТ5.

В случае высокого выходного сопротивления предоконечного каскада избыточный заряд может накапливаться и на базах транзисторов VT4 и VT5. Для устранения этого явления необходимо соединить базы этих транзисторов с точкой нулевого потенциала усилителя через резисторы R11 и R12 с номиналами 10…24 кОм.

Описанные меры достаточно эффективны. По сравнению с типовым включением, скорость убывания коллекторного тока в выходном каскаде после описанных переделок оказывается приблизительно в четыре раза больше, а искажение на частоте 20 кГц – примерно втрое меньше.

Очень важное значение с точки зрения вносимых искажений имеет предельная граничная частота используемых транзисторов, а также зависимость их статического коэффициента усиления по току и граничной частоты от тока эмиттера. Поэтому дальнейшего улучшения качественных показателей усилителей с выходным каскадом на биполярных транзисторах можно достичь путем замены выходных транзисторов на более высокочастотные с меньшей зависимостью коэффициента усиления от тока эмиттера. В качестве таких транзисторов можно порекомендовать комплементарные пары 2SA1302 и 2SC3281; 2SA1215 и 2SC2921; 2SA1216 и 2SC2922. Все транзисторы производства фирмы Toshiba в корпусах ТО-247.

В значительной степени на качество звучания усилителя влияет его способность работать на низкоомную нагрузку, т.е. отдавать в нагрузку максимальный ток сигнала без искажений.

Известно, что любая акустическая система (сокращенно АС) характеризуется модулем выходного комплексного сопротивления Z. Обычно величина этого сопротивления указывается в паспортах серийных АС бытового назначения и составляет 4 или 8 Ом. Однако это верно только на какой-то одной частоте, обычно на 1 кГц. В диапазоне же рабочих частот модуль комплексного сопротивления изменяется в несколько раз и может уменьшаться до 1…2 Ом. Другими словами, для непериодических импульсных сигналов с широким спектром, к которым относится музыкальный сигнал, АС представляет для усилителя низкоомную нагрузку, с которой многие из серийных усилителей просто не справляются.

Поэтому наиболее эффективным способом улучшения качественных показателей выходного каскада при работе на реальную комплексную нагрузку является увеличение количества транзисторов в плечах двухтактного усилителя. Это позволяет не только повысить надежность усилителя, так как расширяется область безопасной работы каждого транзистора, но, самое главное, снизить искажения за счет перераспределения коллекторных токов между транзисторами. В этом случае сужается диапазон изменения тока коллектора и, соответственно, коэффициента усиления, что приводит к уменьшению искажений на низкоомной нагрузке, разумеется, при соблюдении определенных требований к источнику питания.

Совсем радикальным способом, позволяющим коренным образом улучшить звучание усилителя, является замена биполярных транзисторов в выходном каскаде на полевые с изолированным затвором (MOSFET).

По сравнению с биполярными MOSFET выгодно отличаются лучшей линейностью проходных характеристик и существенно более высоким быстродействием, т.е. лучшими частотными свойствами. Эти особенности полевых транзисторов в случае их применения позволяют относительно простыми средствами доводить параметры и качество звучания модернизируемого усилителя до самого высокого уровня, что неоднократно подтверждено на практике. Улучшению линейности выходного каскада способствует и такая особенность полевых транзисторов, как высокое входное сопротивление, что позволяет обойтись без предоконечного каскада, выполняемого обычно по схеме Дарлингтона, и дополнительно снизить искажения, сократив путь сигнала.

Отсутствие явления вторичного теплового пробоя у полевых транзисторов расширяет область безопасной работы выходного каскада и тем самым позволяет повысить надежность работы усилителя в целом, а также в некоторых случаях упростить цепи температурной стабилизации тока покоя.

И последнее. Для повышения надежности усилителя не лишним будет установка защитных стабилитронов VD3, VD4 с напряжением стабилизации 10…15 В в цепи затворов транзисторов. Эти стабилитроны будут защищать от пробоя затвор, величина обратного пробивного напряжения которого обычно не превышает 20 В.

При анализе цепей установки начального смещения выходного каскада любого усилителя следует обратить внимание на два момента.

Первый момент связан с тем, какой начальный ток покоя установлен. Многие зарубежные производители устанавливают его в пределах 20…30 мА, что явно недостаточно с точки зрения высококачественного звучания на малых уровнях громкости. Хотя видимые искажения типа “ступенька” в выходном сигнале отсутствуют, недостаточная величина тока покоя приводит к ухудшению частотных свойств транзисторов, и как следствие, к неразборчивому, “грязному” звучанию на малых уровнях громкости, “замазыванию” мелких деталей. Оптимальной величиной тока покоя следует считать 50…100 мA. Если в усилителе установлено несколько транзисторов в плече, то эта величина относится к каждому транзистору. В подавляющем большинстве случаев площадь радиаторов усилителя позволяет долговременно отводить от выходных транзисторов тепло при рекомендованной величине тока покоя.

Второй, очень важный момент состоит в том, что нередко применяемый в классической схеме установки и термостабилизации тока покоя высокочастотный транзистор возбуждается на высоких частотах, причем его возбуждение очень сложно обнаружить. Поэтому желательно использовать вместо него низкочастотный транзистор с f т В любом случае замена этого транзистора на низкочастотный гарантирует от неприятностей. Устранить динамическое изменение напряжения помогает и включение между коллектором и базой конденсатора С4 емкостью до 0,1 мкФ.

Частотная коррекция усилителей мощности

Важнейшим условием обеспечения высококачественного звуковоспроизведения является снижение до возможного минимума динамических искажений транзисторного усилителя. В усилителях с глубокой ООС этого можно достичь, уделив серьезное внимание частотной коррекции. Как известно, реальный звуковой сигнал имеет импульсный характер, поэтому достаточное для практических целей представление о динамических свойствах усилителя можно получить по его реакции на скачок входного напряжения, которое, в свою очередь, зависит от переходной характеристики. Последняя может быть описана с помощью коэффициента затухания. Переходные характеристики усилителей при различных значениях этого коэффициента приведены на рис. 7.

По величине первого выброса выходного напряжения U вых = f(t) можно сделать однозначный вывод об относительной устойчивости усилителя. Как видно из приведенных на рис. 7 характеристик, этот выброс максимален при малых коэффициентах затухания. Такой усилитель обладает малым запасом устойчивости и при прочих равных условиях имеет большие динамические искажения, которые проявляют себя в виде «грязного», «непрозрачного» звучания, особенно на высоких частотах слышимого звукового диапазона.

С точки зрения минимизации динамических искажений, наиболее удачен усилитель с апериодической переходной характеристикой (коэффициент затухания менее 1). Однако реализовать на практике такой усилитель технически очень сложно. Поэтому большинство фирм-производителей идут на компромисс, обеспечивая более низкий коэффициент затухания.

На практике оптимизация частотной коррекции осуществляется следующим образом. Подав с генератора импульсов на вход усилителя сигнал типа «меандр» частотой 1 кГц и наблюдая переходный процесс на выходе с помощью осциллографа, подбором емкости корректирующего конденсатора добиваются формы выходного сигнала, наиболее приближенной к прямоугольной.

Влияние конструкции усилителя на качество звука

В хорошо спроектированных усилителях, с тщательно проработанной схемотехникой и режимами работы активных элементов, к сожалению, далеко не всегда продуманы вопросы конструктивного исполнения. Это приводит к тому, что искажения сигнала, вызванные монтажными наводками от токов выходного каскада на входные цепи усилителя, вносят заметный вклад в общий уровень искажений всего устройства. Опасность таких наводок состоит в том, что формы токов, проходящих по цепям питания плеч двухтактного выходного каскада, работающего в режиме класса АВ, сильно отличаются от форм токов в нагрузке.

Второй конструктивной причиной повышенных искажений усилителя является неудачная разводка «земляных» шин на печатной плате. Из-за недостаточного сечения на шинах происходит заметное падение напряжения, создаваемое токами в цепях питания выходного каскада. В результате потенциалы «земли» входного каскада и «земли» выходного каскада становятся различными. Происходит так называемое искажение «опорного потенциала» усилителя. Эта постоянно изменяющаяся разность потенциалов добавляется на входе к напряжению полезного сигнала и усиливается последующими каскадами усилителя, что равноценно наличию помехи и приводит к росту гармонических и интермодуляционных искажений.

Для борьбы с такой помехой в готовом усилителе необходимо проводами достаточно большого сечения соединить в одной точке (звездой) шины нулевого потенциала входного каскада, нулевого потенциала нагрузки и нулевого потенциала источника питания. Но наиболее радикальным способом устранения искажения опорного потенциала является гальваническая развязка общего провода входного каскада усилителя от мощной шины питания. Такое решение возможно в усилителе с дифференциальным входным каскадом. С общим проводом источника сигнала (левым на схеме на рис. соединены лишь выводы резисторов R1 и R2. Все остальные проводники, соединенные с общим проводом, подключены к мощной шине источника питания, правой на схеме. Однако в этом случае отключение по каким-либо причинам источника сигнала может привести к выходу усилителя из строя, так как левая «земляная» шина оказывается ни к чему не подключенной и состояние выходного каскада становится непредсказуемым. Во избежание аварийной ситуации обе «земляные» шины соединяют между собой резистором R4. Его сопротивление должно бить не очень маленьким, чтобы помехи от мощной шины питания не могли попасть на вход усилителя, и в то же время не слишком большим, чтобы не влиять на глубину ООС. На практике сопротивление резистора R4 составляет около 10 Ом.

Энергоемкость источника питания

В подавляющем большинстве промышленных усилителей емкость накопительных (фильтрующих) конденсаторов блока питания явно недостаточна, что объясняется исключительно экономическими причинами, т.к. электрические конденсаторы больших номиналов (от 10 000 мкФ и более) – явно не самые дешевые компоненты. Недостаточная емкость фильтрующих конденсаторов приводит к «зажатости» динамики усилителя и повышению уровня фона, т.е. к ухудшению качества звучания. Практический опыт автора в области модернизации большого числа различных усилителей свидетельствует о том, что «настоящий звук» начинается при энергоемкости источника питания не менее 75 Дж на канал. Для обеспечения такой энергоемкости требуется суммарная емкость фильтрующих конденсаторов не менее 45 000 мкФ при напряжении питания 40 В на одно плечо (Е = CU 2 /2).

Качество элементной базы

Далеко не последнюю роль в обеспечении высокого качества звучания усилителей играет качество элементной базы, причем главным образом пассивных компонентов, т.е. резисторов и конденсаторов, а также монтажных проводов.

И если большинство производителей применяет в своих изделиях постоянные углеродистые и металлопленочные резисторы достаточно высокого качества, то этого нельзя сказать в отношении постоянных конденсаторов. Стремление сэкономить на себестоимости продукции часто приводит к плачевным результатам. В тех цепях, где необходимо использовать высококачественные пленочные полистироловые или полипропиленовые конденсаторы с малыми диэлектрическими потерями и низким коэффициентом диэлектрической абсорбции, зачастую установлены грошовые оксидные конденсаторы или, что несколько лучше, конденсаторы с диэлектриком из лавсановой (полиэтилентерафталат) пленки. Из-за этого даже грамотно спроектированные усилители звучат «неразборчиво», «мутно». При воспроизведении музыкальных фрагментов отсутствуют детали звучания, нарушен тональный баланс, явно не хватает скорости, что проявляется в вялой атаке звучания музыкальных инструментов. При этом страдают и другие аспекты звука. В целом звучание оставляет желать лучшего.

Поэтому при модернизации действительно высококачественных усилительных устройств необходимо заменить все низкокачественные конденсаторы. Хорошие результаты дает применение конденсаторов фирм Siemens, Philips, Wima. При доводке дорогих аппаратов высокого класса лучше всего использовать конденсаторы американской компании Reelcup типов PPFX, PPFX-S, RTX (типы указаны в порядке возрастания стоимости).

И в последнюю очередь следует обратить внимание на качество диодов выпрямителя и монтажных проводов.

Повсеместно применяемые в блоках питания усилителей мощные выпрямительные диоды и выпрямительные мосты обладают низким быстродействием из-за наличия эффекта рассасывания неосновных носителей заряда в p-n-переходе. В результате при смене полярности подводимого к выпрямителю переменного напряжения промышленной частоты находящиеся в открытом состоянии диоды закрываются с некоторой задержкой, что в свою очередь приводит к появлению мощной импульсной помехи. Помеха проникает по цепям питания в звуковой тракт и ухудшает качество звучания. Для борьбы с этим явлением необходимо применять быстродействующие импульсные диоды, а еще лучше диоды Шоттки, в которых эффект рассасывания неосновных носителей заряда отсутствует. Из доступных можно рекомендовать диоды фирмы International Rectifier. Что касается монтажных проводов, то лучше всего заменить, имеющиеся обычные монтажные провода на кабели большого сечения из бескислородной меди. Прежде всего следует заменить провода, передающие усиленный сигнал к выходным клеммам усилителя, провода в цепях питания, а также по мере необходимости проводку от входных гнезд до входа первого усилительного каскада.

Конкретные рекомендации по маркам кабелей дать затруднительно. Все зависит от вкуса и финансовых возможностей владельца усилителя. Из известных и доступных на нашем рынке можно рекомендовать кабели фирм Kimber Kable, XLO, Audioquest.

В устройствах автоматики нагрузкой выходного каскада усилителя низкой частоты может быть электромагнитное реле, электродвигатель или какой-нибудь иной исполнительный механизм. В радиоприемнике или проигрывателе нагрузкой является обмотка динамика.

Выходной каскад, так же как и предварительный каскад. УНЧ, может быть собран на транзисторе по схеме с общим эмиттером. Следует отметить, что, так как сопротивление нагрузки R н обычно гораздо меньше внутреннего сопротивления коллекторной цепи R вн.к , мощность, которая выделяется на нагрузке, включенной непосредственно в цепь коллектора, будет весьма мала. Для того чтобы эта мощность была максимально возможной, необходимо выполнить условие R н =R вн.к , т. е. сопротивление нагрузки должно быть равно внутреннему сопротивлению источника полезного сигнала. Для этого на практике применяют согласующие трансформаторы (рис. 28). Подобные схемы однотактного транзисторного усилителя мощности с общим эмиттером применяются в том случае, если выходная мощность не превышает 3 – 5 Вт. Нагрузка R н включена через согласующий трансформатор Тр .

Суть согласования состоит в том, чтобы вносимое в первичную обмотку трансформатора из вторичной обмотки сопротивление R н было равно внутреннему сопротивлению коллекторной цепи R вн.к или соизмеримо с ним. Тогда при заданных R н и R вн.к задача сводится к определению коэффициента трансформации k .

Известно, что U 2 /U 1 =W 2 /W 1 =k , а I 2 /I 1 =W 2 /W 1 =k . Таким образом, вносимое в первичную цепь сопротивление

Если принять , то коэффициент трансформации

т. е. трансформатор должен быть понижающим, так как R н <R вн.к .

Рассмотренные схемы предварительного и выходного каскадов УНЧ работают в режиме А. При таком режиме начальное положение рабочей точки О выбирают в середине нагрузочной прямой CD . Амплитуда переменной составляющей коллекторного тока при этом меньше тока покоя коллектора. Работа в режиме А характеризуется минимальными нелинейными искажениями и низким КПД (порядка 40 %). В этом режиме обычно работают все предварительные и маломощные выходные каскады УНЧ, собранные на одном транзисторе или одной электронной лампе.

В том случае, когда необходимо получить выходную мощность более 5 Вт, применяют двухтактные усилители, собранные на двух транзисторах или двух лампах.

Рассмотрим работу такого усилителя на транзисторах (рис. 29). Усилитель состоит из двух одинаковых половин, каждая из которых аналогична усилителю, представленному на рис. 28. Особенность двухтактной схемы состоит в том, что ее можно использовать в таком режиме, когда ток покоя коллекторных цепей близок к нулю. Этот режим называется режимом В. При работе в таком режиме КПД усилителя может достигать 70 %.

Рабочая точка 0" на входной характеристике должна располагаться в области токов базы, близких к нулю (рис. 30, а). В результате этого обе половины схемы работают поочередно, причем каждая открывается во время действия положительных полупериодов входных напряжений u вх 1 и u вх 2 , так как они сдвинуты по фазе на 180˚. Импульсы тока баз и коллекторов также сдвинуты на 180˚ (рис. 30, б, в). При этом в магнитопроводе Тр 2 образуется магнитный поток, близкий к синусоидальному, так как через первичную обмотку трансформатора проходит ток (рис. 30, г).